基于DSP控制的PFC变换器的新颖采样算法.docx
基于DSP控制的P1.-C变换器的新颖采样算法基于西1.控制的WC变换器的新颖采样算法。引言数字信号处理器(DSP)已经被广泛应用于通信,智能控制,运动控制等许多领域中。由于具有处理速度快、灵活、精确、可毒等特点，DSP已逐渐取代了传统的模拟控制,例如开关电源中的DC/DC变换器,PFC变换器，以及高频脉宽调制(P册O逆变器等而在这些应用中，为了消除高顽噪声的影响，也同时为了增加功率密度，通常要求开关频率保持在20kHz以上。如不考虑采样保持时间和模/数转换，般的DSP芯片都能够在此频率以上工作。但这些应用场合又必须时模拟电压和电速进行采样，才能保证反馈控制的有效性。本文在传统PFC变换器控制电路的基础上,提出了一种采用DSP作为PFC的控制电路的方法，并详细分析了在平均电流模式控制卜传统的单周期单采样(SSOP)的方法，最后提出了能够大大改善升美抗噪声性能的新颖采样算法。1 基于DSP的PFC控制策略原理图1所示为Pic变换器的系统框图和DSP控制。为了获得高功率因数，采用了升压拓扑结构。乘法器是图中的关键部件，其输入信号为电压环路中电压补偿器EA；的输出电压信号和整流电压匕,1信号，其输出作为控制开关管的基准，与反映电感电流4的信号进行比较，从而控制开关管的通断时间。闪此，变换器必须同时对输入电流九，输入电压匕和输出电压匕,采样.为了实现PFC变换器的数字控制,要求转移函数为离散表达式。为方便起见，这里首先采用拉普拉斯变换.电压补偿器EA1.的连续转移函数可表示为G1(三)=(vn1-MJF)=4+S式中：KFiUR½=11C-考虑到第一级采样和保持效果，将式(D变成式(2),即GJ(三)IGII(2)式中：7为开关周期。从而得到转移函数的离散表达式如式(3)所示。K（八）=K(A-I)+K(1.+(猛一船Ka-I)(3)式中:AR（八）=匕1.%(4)；A为采样序列数。从式(3中可以清是地看出，电压环路中电压补偿器EA1.的输出电压在当前的采样周期是由它前一时刻的值和匕一“共同决定的，其关系式如式(4)所示。U)=匕(A-I)一屈K-*)-(TK-舱匕(A-I)+7%Vnt(4)同样，电流环中的补偿器EA2的转移函数也可由图1（八）得到63(5)式中：KFRstctRKI=ReatO因此，转移函数的离散表达式为k（八）=94-1)+E1K（八）+1IK(A-I)(6)图1(b)是P1.-C变换器的DSP控制阶段，该阶段对3个主要电量：感应电流4,整流输入电压I%|和输出电压曦进行采样。这些值经过采样后再被转换成数字量，参与DSP随后的计算过程。与开关频率比较而言，这3个信号中的两个电压信号就成了主要的低频信号了。这里要求感应电流最好能被瞬时地反馈，这一点在模拟控制器中是很容易实现的，而在数字信号处理中由于采样速率的限制和A/D转换使得很难满足这一要求。在实际的采样算法中，采样信号用来计算以后周期的脉冲宽度。2 单周期单采样方法的缺陷对手一个数控的PFC来说,单周期单采样(SSOP)使控制器相对模拟PFC而言对噪声更加敏感。由于开关噪声与电流传接器有关并受其影响,在开关点上经常会出现高频振荡，而且振荡将持续在一个相当长的周期内(如图2所示)，这些噪声将影晌系统的正常工作。最好的解决方法就是通过调整采样点避开此采样区间，即不固定点采样算法。另方面，可采用DSP芯片来限制采样速率和A/D转换。基于上述分析，SSOP采样方法看似完美，但采用这种采样算法后又会带来新的问题，即如何在每一次开关循环中都确定一个固定的采样点，上面所提到的条件又如何在任何时间都能得到满足。在采用了SSOP方法的PFC应用中，输入电流必须跟随正弦输入电压，且输出电压必须始终为常数。占空比从接近于1减小到最小值&“，而正弦交流电压相应地从零变化到峰值。如果太小的话，就不能满足SSoP算法的要求,最小占空比由式(7)给出0D.,A(7)通常，对于一个通用输入电压的PFC变换器来说，一般将其输出电压设计在385V左右。输入电用若为UOV,可以满足要求，但若为220V.就只能达到012022,假定主电压的变化范围为10%,则ZI,将变得更低,由于D在每一个周期内从Z1.,变化到1,因此，如果采样过程能够在开关导通时间内结束的话，就可能避开开关噪声的干扰。所以，功率转换开关S的导通时间便成了提高DSP控制PFC变换器开关须率的主要限制因素。3 采样算法原理由于I)SP本身具有很强的运算能力，所以，它能铭通过一种新颖的采样算法来消除SSoP郛法的缺陷，假定电路工作在固定频率£(=1/7)卜.，开关噪声振荡保持周期为r.t.采样周期为r.为保证开关的抗噪声性能，必须满足以下要求：1)在开关转换后的r“,间隔时间内不能进行采样：2)在采样的“间隔时间内不能进行开关转换，因为任何扰动都有可能引起采样结果发生错误。针对以上两个条件，对采样时刻47和07定义如卜："广a(8)4程2w+ru.(9)由式<8)及式(9)可知，一旦确定几“和J后,47和。7的值也就确定此时，就可以在控制罂中应用/域的稔定性分析.经计算可得最大开关猱率为£1I(10)本周期时间脉冲宽度。7是利用上周期所获得采样值经计算得到的，再根据7是否大于r“,+r”来确定采样时间是否合适。如果力7>ro.+Ja如图3（八）所示，47便是合适的采样点：如果世r“+rS,则1.(ZiT)被采样，但不能直接用6.(47)来计克脉宽，因为，在Z<)和(ZZT)之间存在着一定的误差(此误差可通过电流补偿环路中的积分更法来消除)。因此，必须先从A(Zm中求出几。的值。1) DT<D,T-rott在此条件下，两个采样点7和47"都位于开关周期的截止时间段，如图3(b)所示。这两个点的采样误差为Zn=A(P1T)-A(AT)H(-)7(1.1.)2) D1T<DT?SK=RRru.在此条件下，采样点八07?DiT<DT?分别位于开关S的导通时间和截止时间，如图3(c)所示，此时可得到式(12)及式(13)i1.(DT)-乳DG=O(P-4)7(12)(P7)-(7)-D-1.f)T(13)由式(12)及式(13)又可以得到ia=i1.(P17)-t(Z7)=11(Z-7-EI(Z-)7'(14)4 实验结果将此舞法运用到一台2k*的PFC变换器中，为提高效率并减少噪声，选择开关领率为33kHz,采用DSpTVS320F240作为控制芯片,其最大采样保持时间r“.约为】us。开关转换后的每一个振荡周期乙、约为6us.再根据式(8)及式(9),采样点7S77和DiT<DT?分别选在6s和13us处，输入和输出电压分别为交流220240V和直流400V,图5所示为在3种不同采样模式下的感应电流波形。图6为输入电压和输入电流波形图。经测量，输入电流的总谐波失我为6.4%,功率因数为0.98。5结语本文提出了一种DSP控制的PFC的新颖的采样算法，它节省了大量的系统资源，这些节省的系统资源又可以用来控制区/DC或DC/®变换器。该方案使整个系统仅用一片DSP芯片来控制，从而大大降低了靶的成本。本文的方法和结论对于分析、设计和调试所仃含开关的数字采样电路均有实用参考价值。
